XバンドおよびKuバンドのスモールフォームファクター無線設計

satcom、レーダー、およびEW / SIGINT分野の多くの航空宇宙および防衛電子システムは、XおよびKu周波数帯域の一部またはすべてへのアクセスを長い間必要としていました。 これらのアプリケーションが無人航空機（UAV）やハンドヘルド無線機などのよりポータブルなプラットフォームに移行するにつれて、非常に高いレベルを維持しながら、XおよびKu帯域で動作する新しいスモールフォームファクタの低電力無線機の設計を開発することが重要です。パフォーマンス。 この記事では、システム仕様に影響を与えることなく、受信機と送信機の両方のサイズ、重量、電力、およびコストを大幅に削減する新しい高周波IFアーキテクチャの概要を説明します。 結果として得られるプラットフォームは、既存の無線設計よりもモジュール化され、柔軟性があり、ソフトウェアで定義されています。 はじめに近年、周波数範囲を拡大し、サイズを縮小しながら、RFシステムでより広い帯域幅、より高いパフォーマンス、およびより低い電力を実現するための推進力がますます高まっています。 この傾向は、これまでに見られたよりもRFコンポーネントのより大きな統合を可能にする技術改善の推進力となっています。 この傾向を推進している多くのドライバーがいます。 Satcomシステムは、4日あたりテラバイトの収集データの送受信をサポートするために最大XNUMXGbpsの望ましいデータレートを確認しています。 この要件により、システムはKuバンドとKaバンドで動作するようになります。これは、これらの周波数でより広い帯域幅とより高いデータレートを実現するのが簡単であるためです。 この需要は、チャネルの密度が高く、チャネルあたりの帯域幅が広いことを意味します。 パフォーマンス要件が増加するもうXNUMXつの分野は、EWとシグナルインテリジェンスです。 このようなシステムのスキャンレートは増加しており、PLLのクイックチューニングと広い帯域幅のカバレッジを備えたシステムの必要性が高まっています。 より小さなサイズ、重量、電力（SWaP）とより統合されたシステムへの推進力は、フィールドでハンドヘルドデバイスを操作し、大規模な固定ロケーションシステムのチャネル密度を高めたいという願望から生じています。 フェーズドアレイの進歩は、RFシステムをシングルチップにさらに統合することによっても可能になります。 統合によりトランシーバーがますます小さくなるにつれて、各アンテナ要素に独自のトランシーバーが可能になり、アナログビームフォーミングからデジタルビームフォーミングへの移行が可能になります。 デジタルビームフォーミングは、単一のアレイから一度に複数のビームを追跡する機能を提供します。 フェーズドアレイシステムには、気象レーダー、EWアプリケーション、または有向通信など、無数のアプリケーションがあります。 これらのアプリケーションの多くでは、低周波数での信号環境がより混雑するため、高周波数への駆動は避けられません。 この記事では、AD9371トランシーバーをIFレシーバーおよびトランスミッターとしてベースにした高度に統合されたアーキテクチャを使用してこれらの課題に対処し、IFステージ全体とそれに関連するコンポーネントを削除できるようにします。 従来のシステムとこの提案されたアーキテクチャとの比較、およびこのアーキテクチャを一般的な設計プロセスを通じて実装する方法の例が含まれています。 具体的には、統合トランシーバーを使用すると、標準のスーパーヘテロダインスタイルのトランシーバーでは利用できない高度な周波数計画が可能になります。 スーパーヘテロダインアーキテクチャの概要スーパーヘテロダインアーキテクチャは、実現可能な高性能により、長年にわたって選択されてきたアーキテクチャです。 スーパーヘテロダイン受信機のアーキテクチャは、通常、XNUMXつまたはXNUMXつのミキシングステージで構成され、アナログ-デジタルコンバータ（ADC）に供給されます。 典型的なスーパーヘテロダイントランシーバアーキテクチャを図1に示します。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435'alt = '図1'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図1。 従来のXバンドおよびKuバンドのスーパーヘテロダインは、信号チェーンを送受信します。 最初の変換ステージは、入力RF周波数を帯域外スペクトルにアップコンバーターまたはダウンコンバーターします。 最初のIFの周波数（中間周波数）は、周波数とスプリアスの計画、およびRFフロントエンドで使用可能なミキサーのパフォーマンスとフィルターによって異なります。 次に、最初のIFは、ADCがデジタル化できるより低い周波数に変換されます。 ADCは、より高い帯域幅を処理する能力において目覚ましい進歩を遂げてきましたが、今日の上限は、最適なパフォーマンスを得るために約2GHzです。 より高い入力周波数では、パフォーマンスとパフォーマンスのトレードオフがあります。 考慮しなければならない入力周波数、およびより高い入力レートはより高いクロックレートを必要とし、それが電力を駆動するという事実。 ミキサーに加えて、フィルター、アンプ、ステップアッテネーターがあります。 フィルタリングは、不要な帯域外（OOB）信号を拒否するために使用されます。 チェックされていない場合、これらの信号は、目的の信号の上に落ちるスプリアスを作成し、復調を困難または不可能にする可能性があります。 アンプはシステムの雑音指数とゲインを設定し、小信号を受信するのに十分な感度を提供しますが、ADCが過飽和になるほど多くは提供しません。 このアーキテクチャでは、ADCでのアンチエイリアシングの厳しいフィルタリング要件を満たすために、弾性表面波（SAW）フィルターが必要になることがよくあります。 SAWフィルターには、これらの要件を満たすための急激なロールオフがあります。 ただし、リップルだけでなく大幅な遅延も発生します。 Xバンドのスーパーヘテロダイン受信機の周波数計画の例を図2に示します。 この受信機では、8MHzの帯域幅で12GHz〜200GHzを受信することが望まれます。 目的のスペクトルは、調整可能な局部発振器（LO）と混合して、5.4GHzでIFを生成します。 次に、5.4 GHzIFが5GHz LOと混合して、最終的な400 MHzIFを生成します。 最終的なIFの範囲は300MHz〜500 MHzです。これは、多くのADCが適切に動作できる周波数範囲です。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：// www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435'alt = '図2'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図2。 Xバンド受信機の周波数計画の例。 受信機の仕様-重要事項よく知られているゲイン、雑音指数、およびXNUMX次インターセプトポイントの仕様の他に、受信機アーキテクチャの周波数計画に影響を与えるいくつかの一般的な仕様には、画像除去、IF除去、自己生成スプリアス、およびLO放射が含まれます。 イメージスプリアス—対象帯域外のRFで、LOと混合してIFでトーンを生成します。 IFスプリアス-ミキサーの前でフィルタリングを通過し、IFにトーンとして表示されるIF周波数のRF。 LO放射—LOからレシーバーチェーンの入力コネクタに漏れるRF。 LO放射は、受信のみの操作の場合でも、検出の手段を提供します（図3を参照）。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/media/analog/en/landing- pages / technology-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure3.png？w = 435'alt = '図3'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図3。 LO放射線がフロントエンドから漏れています。 自己生成スプリアス—レシーバー内のクロックまたは局部発振器の混合から生じるIFでのスプリアス。 画像除去仕様は、第XNUMXおよび第XNUMXの混合段階の両方に適用されます。 XバンドとKuバンドの一般的なアプリケーションでは、最初のミキシングステージは、5 GHz〜10GHzの範囲の高IFを中心とする場合があります。 図2に示すように、画像はFtune + 4×IFにあるため、ここでは高いIFが望ましいです。 したがって、IFが高いほど、画像バンドは遠くに落ちます。 この画像帯域は、最初のミキサーに到達する前に拒否する必要があります。そうしないと、この範囲の帯域外エネルギーが最初のIFでスプリアスとして表示されます。 これが、XNUMXつの混合ステージが通常使用される主な理由のXNUMXつです。 IFが数百MHzの単一のミキシングステージがある場合、受信機のフロントエンドで画像周波数を拒否することは非常に困難です。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/ -/ media / analog / en / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure4.png？w = 435'alt = '図4'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図4。 IFにミキシングする画像。 最初のIFをXNUMX番目のIFに変換するとき、XNUMX番目のミキサーにもイメージバンドが存在します。 2番目のIFは周波数が低いため（数百MHzからXNUMX GHzまで）、最初のIFフィルターのフィルタリング要件はかなり異なる場合があります。 XNUMX番目のIFが数百MHzである一般的なアプリケーションの場合、高周波の最初のIFではフィルタリングが非常に困難になる可能性があり、大きなカスタムフィルターが必要になります。 これは、周波数が高く、通常は除去要件が狭いため、システムで設計するのが最も難しいフィルターになることがよくあります。 画像除去に加えて、ミキサーから受信入力コネクタに戻るLO電力レベルを積極的にフィルタリングする必要があります。 これにより、放射電力が原因でユーザーを検出できなくなります。 これを実現するには、LOをRF通過帯域のかなり外側に配置して、適切なフィルタリングを実現できるようにする必要があります。 高IFアーキテクチャの紹介統合トランシーバーの最新の製品には、9371つの受信チャネルと300つの送信チャネルを備えた6MHzからXNUMXGHzの直接変換トランシーバーであるADXNUMXが含まれます。 受信および送信帯域幅は、8MHzから100MHzまで調整可能であり、周波数分割複信（FDD）または時分割複信（TDD）動作用に構成できます。 部品は12mm2のパッケージに収納されており、TDDモードでは最大3 W、FDDモードでは最大5Wの電力を消費します。 直交誤差補正（QEC）キャリブレーションの進歩により、75dBから80dBの画像除去が達成されます。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/ -/ media / analog / en / landing-pages / technical-articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure5.png？w = 435'alt = '図5'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図5。 AD9371直接変換トランシーバーのブロック図。 統合トランシーバICの性能の向上により、新たな可能性が開かれました。 AD9371には、XNUMX番目のミキサー、XNUMX番目のIFフィルタリングと増幅、可変減衰ADC、および信号チェーンのデジタルフィルタリングとデシメーションが組み込まれています。 このアーキテクチャでは、9371 MHz〜300 GHzの調整範囲を持つAD6を、3 GHz〜6 GHzの周波数に調整して、最初のIFを直接受信できます（図6を参照）。 AD16は、ゲインが19 dB、NFが3 dB、OIP40が5.5GHzで9371dBmであり、IFレシーバーとして理想的に指定されています。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png?w=435'alt= '図6'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図6。 IFレシーバーとしてAD9371を備えたXバンドまたはKuバンドトランシーバー。 統合トランシーバーをIFレシーバーとして使用することで、スーパーヘテロダインレシーバーの場合のように、XNUMX番目のミキサーを通過する画像の心配がなくなります。 これにより、最初のIFストリップで必要なフィルタリングを大幅に減らすことができます。 ただし、トランシーバーのXNUMX次効果を説明するために、ある程度のフィルタリングが必要です。 最初のIFストリップは、これらの影響を打ち消すために、最初のIF周波数のXNUMX倍でフィルタリングを提供する必要があります。これは、数百MHzに近いXNUMX番目の画像とXNUMX番目のLOをフィルタリングするよりもはるかに簡単な作業です。 これらのフィルタリング要件は、通常、低コストで市販の小型のLTCCフィルターで対処できます。 この設計はまた、システムに高レベルの柔軟性を提供し、さまざまなアプリケーションに簡単に再利用できます。 柔軟性を提供するXNUMXつの方法は、IF周波数の選択です。 IF選択の一般的な経験則は、フロントエンドフィルタリングを介して目的のスペクトル帯域幅よりも1 GHz〜2GHz高い範囲に配置することです。 たとえば、設計者がフロントエンドフィルタを介して4GHzから17GHzまでの21GHzのスペクトル帯域幅を必要とする場合、IFは5 GHzの周波数に配置できます（必要な帯域幅の1 GHzより4 GHz高い）。 これにより、フロントエンドで実現可能なフィルタリングが可能になります。 2 GHzの帯域幅のみが必要な場合は、3GHzのIFを使用できます。 さらに、AD9371のソフトウェア定義可能な性質により、コグニティブ無線アプリケーションのIFをオンザフライで簡単に変更できます。コグニティブ無線アプリケーションでは、信号の検出時に信号のブロックを回避できます。 AD9371の8MHzから100MHzまでの簡単に調整可能な帯域幅により、対象の信号の近くでの干渉をさらに回避できます。 高IFアーキテクチャへの高レベルの統合により、消費電力を50％削減しながら、同等のスーパーヘテロダインに必要なスペースの約30％を占めるレシーバー信号チェーンになります。 さらに、高IFアーキテクチャは、スーパーヘテロダインアーキテクチャよりも柔軟な受信機です。 このアーキテクチャは、パフォーマンスを損なうことなく小さなサイズが望まれる低SWaP市場を可能にします。 高IFアーキテクチャを使用した受信機周波数計画高IFアーキテクチャの利点のXNUMXつは、IFを調整できることです。 これは、干渉するスプリアスを回避する周波数プランを作成しようとする場合に特に有利です。 受信信号がミキサー内のLOと混合し、IF帯域内の目的のトーンではないm×nのスプリアスを生成すると、干渉スプリアスが発生する可能性があります。 ミキサーは、式m×RF±n×LOに従って出力信号とスプリアスを生成します。ここで、mとnは整数です。 受信信号は、IF帯域に入る可能性のあるm×nスプリアスを生成し、場合によっては、目的のトーンが特定の周波数でクロスオーバースプリアスを引き起こす可能性があります。 たとえば、図12のように16GHzのIFで5.1GHz〜7 GHzを受信するように設計されたシステムを観察すると、スプリアスが帯域に現れる原因となるm×nの画像周波数は次の式で求めることができます。 ：＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -articles / x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design / figure7.png？w = 435'alt = '図7'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; gt; 図7。 12 GHz〜16GHzの受信機および送信機の高IFアーキテクチャ。 この式では、RFはミキサーの入力のRF周波数であり、IFでトーンが低下します。 例を使って説明しましょう。 受信機が13GHzに調整されている場合、LO周波数は18.1 GHz（5.1 GHz + 13 GHz）であることを意味します。 これらの値を前の式に代入し、mとnの範囲を0から3にすると、RFについて次の式が得られます。結果を次の表に示します。 18.1GHzのM×NスプリアステーブルLOmn RFsum（GHz）RFdif（GHz）1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400表の最初の行/ 13番目の列は、ミキサー内の1×1製品の結果である目的のXNUMXGHz信号を示しています。 XNUMX列目/ XNUMX行目とXNUMX列目/ XNUMX行目は、帯域内のスプリアスとして現れる可能性のある潜在的に問題のある帯域内周波数を示しています。 たとえば、15.55 GHzの信号は、12 GHz〜16GHzの望ましい範囲内にあります。 入力の15.55GHzのトーンがLOと混合して、5.1 GHzトーン（18.1×2–15.55×2 = 5.1 GHz）を生成します。 他の行（2、3、4、6、7、および9）も問題を引き起こす可能性がありますが、帯域外であるため、入力バンドパスフィルターでフィルター処理できます。 拍車のレベルは、いくつかの要因に依存します。 主な要因はミキサーの性能です。 ミキサーは本質的に非線形デバイスであるため、パーツ内に多くの高調波が生成されます。 ミキサー内のダイオードがどの程度一致しているか、およびミキサーがスプリアス性能に対してどの程度最適化されているかに応じて、出力のレベルが決定されます。 ミキサースパーチャートは通常、データシートに含まれており、これらのレベルの決定に役立ちます。 HMC2ALC773Bのミキサースプリアスチャートの例を表3に示します。 チャートは、目的の1×1トーンに対するスプリアスのdBcレベルを指定します。 表2。 HMC773ALC3Bのミキサースパーチャートn×LO0 1 2 3 4 5m×RF0 — 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 — 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62このスプリアスチャートと、表1で行われた分析の拡張により、m×nの画像トーンがレシーバーとで干渉する可能性のある全体像を生成できます。なんのレベル。 スプレッドシートは、図8に示すような出力で生成できます。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png?w=435'alt= '図8'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図8。 12 GHz〜16GHz受信機のm×n画像。 図8の青い部分は、必要な帯域幅を示しています。 線は、さまざまなm×n画像とそのレベルを示しています。 このチャートから、干渉源の要件を満たすためにミキサーの前に必要なフィルタリング要件を簡単に確認できます。 この場合、帯域内に収まり、フィルタリングできない画像スプリアスがいくつかあります。 ここで、高IFアーキテクチャの柔軟性により、これらのスプリアスの一部を回避する方法を見ていきます。これは、スーパーヘテロダインアーキテクチャでは実現できないものです。 受信機モードでの干渉源の回避図9のグラフは、8GHzから12GHzの範囲の同様の周波数プランを示しており、デフォルトのIFは5.1GHzです。 このチャートは、ミキサースプリアスの異なるビューを示し、センターチューン周波数とを示しています。 前に示したスプリアスレベルとは対照的に、m×nの画像周波数。 このチャートの太字の1：1対角線は、目的の1×1スプリアスを示しています。 グラフの他の線は、m×nの画像を表しています。 この図の左側は、IFチューニングに柔軟性がない表現です。 この場合、IFは5.1GHzに固定されています。 10.2 GHzのチューニング周波数では、2×1のイメージスプリアスが目的の信号と交差します。 これは、10.2 GHzに調整されている場合、近くの信号が対象の信号の受信をブロックする可能性が高いことを意味します。 右のプロットは、柔軟なIFチューニングによるこの問題の解決策を示しています。 この場合、IFは5.1GHz付近で4.1GHzから9.2GHzに切り替わります。 これにより、クロスオーバースプリアスの発生が防止されます。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png?w=435'alt= '図9'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図9。 IFの柔軟性がなく（上）、IFチューニングでクロスオーバーを回避する（下）m×nクロスオーバースプリアス。 これは、高IFアーキテクチャで信号のブロッキングを回避する方法の簡単な例です。 干渉を決定し、新しい潜在的なIF周波数を計算するためのインテリジェントなアルゴリズムと組み合わせると、あらゆるスペクトル環境に適応できる受信機を作成するための多くの可能な方法があります。 特定の範囲（通常は3 GHz〜6 GHz）内で適切なIFを決定し、その周波数に基づいてLOを再計算してプログラミングするだけです。 高IFアーキテクチャを使用した送信機周波数計画受信周波数計画と同様に、高IFアーキテクチャの柔軟な性質を利用して、送信機のスプリアスパフォーマンスを向上させることができます。 一方、受信側では、周波数成分はやや予測不可能です。 送信側では、送信機の出力のスプリアスを予測する方が簡単です。 このRFコンテンツは、次の式で予測できます。IFが事前定義され、AD9371のチューニング周波数によって決定される場合、LOは目的の出力周波数によって決定されます。 受信側で行われたのと同様のミキサーチャートを送信側で生成できます。 例を図10に示します。 このチャートでは、最大のスプリアスは画像とLO周波数であり、ミキサーの後にバンドパスフィルターを使用して目的のレベルにフィルターで除去できます。 スプリアス出力が近くの受信機の感度を低下させる可能性があるFDDシステムでは、帯域内スプリアスが問題になる可能性があり、IFチューニングの柔軟性が役立つ場合があります。 図10の例では、5.1 GHzの静的IFが使用されている場合、送信機の出力に15.2GHzに近いクロスオーバースプリアスが存在します。 4.3GHzのチューニング周波数でIFを14GHzに調整することにより、クロスオーバースプリアスを回避できます。 これを図11に示します。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png?w=435'alt= '図10'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図10。 フィルタリングなしでスプリアスを出力します。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png?w=435'alt= '図11'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図11。 静的IFはクロスオーバースプリアス（上）を引き起こし、IFチューニングはクロスオーバースプリアスを回避します（下）。 設計例—広帯域FDDシステムこのアーキテクチャで達成できるパフォーマンスを示すために、プロトタイプの受信機および送信機FDDシステムが、既製のアナログ・デバイセズのコンポーネントで構築され、受信帯域で12 GHz〜16GHzで動作するように構成されました。送信帯域での8GHz〜12GHzの動作。 5.1 GHzのIFを使用して、パフォーマンスデータを収集しました。 LOは、受信チャネルで17.1 GHz〜21.1 GHz、送信チャネルで13.1 GHz〜17.1GHzの範囲に設定されました。 プロトタイプのブロック図を図12に示します。 この図では、XおよびKuコンバーターボードが左側に示され、AD9371評価カードが右側に示されています。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png?w=435'alt= '図12'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図12。 XバンドおよびKuバンドの受信機と送信機のFDDプロトタイプシステムのブロック図。 ゲイン、雑音指数、およびIIP3データは、受信ダウンコンバーターで収集され、図13（上）に示されています。 全体として、ゲインは約20 dB、NFは約6 dB、IIP3は約2dBmでした。 イコライザーを使用してゲインレベリングを追加したり、AD9371の可変減衰器を使用してゲインキャリブレーションを実行したりできます。       ＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https：//www.analog.com/-/ media /アナログ/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png?w=435'alt= '図13'＆amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; 図13。 Kuバンド受信機データ（上）、Xバンド送信機データ（下）。 送信アップコンバーターも測定され、そのゲイン、0 P1dB、およびOIP3が記録されました。 このデータは、図13（下）の周波数全体にプロットされています。 ゲインは〜27 dB、P1 dB〜22 dBm、およびOIP3〜32dBmです。 このボードを内蔵トランシーバーと組み合わせると、受信と送信の全体的な仕様は表3のようになります。 表3。 システム全体のパフォーマンスの表Rx、12 GHz〜16 GHz Tx、8 GHz〜12GHzゲイン36dB出力電力23dBmノイズ図6.8dBノイズフロア–132 dBc / Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBmピン、最大（AGCなし）–33 dBm OP1dB 22 dBmインバンドm×n–60 dBcインバンドスパー–70dBc電力3.4W電力4.2W全体として、レシーバのパフォーマンスはスーパーヘテロダインアーキテクチャと一致していますが、電力は大幅に削減されています。 。 同等のスーパーヘテロダイン設計では、受信機チェーンに5W以上を消費します。 さらに、プロトタイプボードはサイズを小さくすることを優先せずに製造されました。 適切なPCBレイアウト技術を使用し、AD9371をダウンコンバーターと同じPCBに統合することで、このアーキテクチャを使用するソリューションの全体的なサイズをわずか4〜6平方インチに縮小できます。 これは、8〜10平方インチに近い同等のスーパーヘテロダインソリューションよりも大幅にサイズが節約されていることを示しています。

伝言を残す 

メッセージ一覧